Zvukové zesilovače třídy D: Co, proč a jak

Zesilovače třídy D, poprvé navržené v roce 1958, se v posledních letech staly stále populárnějšími. Co jsou zesilovače třídy D? Jak se srovnávají s jinými druhy zesilovačů? Proč je třída D zájem o zvuk? Co je zapotřebí k vytvoření „dobrého“ zesilovače zvuku D? Jaké jsou vlastnosti produktů ADI's třídy D? Najděte odpovědi na všechny tyto otázky na následujících stránkách.

Pozadí zvukového zesilovače

Cílem zvukových zesilovačů je reprodukovat vstupní zvukové signály při výstupních prvcích produkujících zvuk, s požadovaným objemem a úrovněmi výkonu dobře efektivně a při nízkém zkreslení. Zvukové frekvence se pohybují od asi 20 Hz do 20 kHz, takže zesilovač musí mít v tomto rozsahu dobrou frekvenční odezvu (méně při řízení reproduktoru omezeného na pásmo, jako je aWooferneboTweeter). Schopnosti výkonu se velmi liší v závislosti na aplikaci, od miliwattů v sluchátkách, až po několik wattů v televizoru nebo PC zvuku, až po desítky wattů pro „mini“ domácí stereos a automobilový zvuk, po stovky wattů a dále pro silnější domácí a komerční zvukové systémy-a pro naplnění divadel nebo hledidel s zvukem.

Přímá analogová implementace zvukového zesilovače používá tranzistory v lineárním režimu k vytvoření výstupního napětí, které je škálovanou kopií vstupního napětí. Zisk dopředného napětí je obvykle vysoký (nejméně 40 dB). Pokud je zisk vpřed součástí smyčky zpětné vazby, celkověZisk smyčkybude také vysoká. Zpětná vazba se často používá, protože vysoký zisk smyčky zlepšuje zkreslení potlačování výkonnosti způsobené nelinearity v dopředné cestě a snižuje hluk napájení zvýšením odmítnutí napájení energie (PSR).

Výhoda zesilovače třídy D

V konvenčním tranzistorovém zesilovačietapa výstupuObsahuje tranzistory, které dodávají okamžitý kontinuální výstupní proud. Mnoho možných implementací pro zvukové systémy zahrnuje třídy A, AB a B. ve srovnání sTřída dnávrhy, rozptyl výkonu výstupního stupně je velký v těch nejefektivnějšíchlineárnívýstupní fáze. Tento rozdíl poskytuje významné výhody třídy D v mnoha aplikacích, protože nižší rozptyl výkonu produkuje méně tepla, šetří prostor desky obvodů a náklady a prodlužuje životnost baterie v přenosných systémech.

Lineární zesilovače, zesilovače třídy D a rozptyl energie

Výstupní fáze lineárního zesilovače jsou přímo připojeny k reproduktoru (v některých případech prostřednictvím kondenzátorů). Pokud se ve fázi výstupu používají bipolární spojovací tranzistory (BJTS), obvykle fungují v lineárním režimu s velkým napětím sběratele-emiter. Výstupní fáze může být také implementována pomocí tranzistorů MOS, jak je znázorněno na obrázku 1.

Obrázek 1. fáze lineárního výstupu CMOS.

Napájení se rozptýlí ve všech lineárních výstupních fázích, protože proces generováníV_VEN nevyhnutelně způsobuje nenulovouI_Ds aV_Ds v alespoň jednom výstupním tranzistoru. Množství rozptylu výkonu silně závisí na metodě použité pro zkreslení výstupních tranzistorů.

TheTřída ATopologie používá jeden z tranzistorů jako zdroj DC proudu, který je schopen dodat maximální zvukový proud požadovaný reproduktorem. Dobrá kvalita zvuku je možná ve fázi výstupu třídy A, ale rozptyl výkonu je nadměrný, protože velký proud DC obvykle proudí ve výstupním stádiutranzistory(kde to nechceme), aniž by byl doručen doreproduktor(kde to chceme).

TheTřída bTopologie eliminuje proud zkreslení DC a rozptyluje výrazně menší výkon. Jeho výstupní tranzistory jsou individuálně řízeny push-pull způsobem, což umožňuje zařízení MH dodávat pozitivní proudy reproduktoru a ML klesat negativní proudy. Tím se snižuje rozptyl výkonu výstupu, přičemž přes tranzistory provádí pouze proud signálu. Obvod třídy B má nižší kvalitu zvuku, avšak kvůli nelineárnímu chování (zkreslení crossover) Když výstupní proud prochází nulou a tranzistory se mění mezi podmínkami zapnutí a vypnutí.

Třída ab, hybridní kompromis tříd A a B, používá nějaký proud zkreslení DC, ale mnohem méně než čistý design třídy A. Malý proud zkreslení DC je dostatečný k tomu, aby se zabránilo zkreslení crossover, což umožňuje dobrou kvalitu zvuku. Disipace výkonu, ačkoli mezi hranicemi třídy A a třídy B, je obvykle blíže k třídě B. Je zapotřebí určitá kontrola, podobná ovládání obvodu třídy B, aby umožnil třídě AB obvod dodávat nebo potopit velké výstupní proudy.

Bohužel i dobře navržený zesilovač třídy AB má významný rozptyl výkonu, protože jeho střední výstupní napětí je obecně daleko od pozitivních nebo negativních přívodních kolejnic. Velké pokles napětí odtokového zdroje tak vytvářejí významnéI_Ds × V_DsOkamžité rozptyl výkonu.

Díky jiné topologii (obrázek 2),Třída dzesilovač rozptyluje mnohem menší výkon než kterýkoli z výše uvedených. Jeho výstupní fáze přepíná mezi kladnými a negativními napájecími zdroji tak, aby vytvořila vlak napěťových impulsů. Tento průběh je benigní pro rozptyl výkonu, protože výstupní tranzistory mají nulový proud, když se přepíná, a mají nízkéV_Ds Když provádějí proud, čímž se dají menšíI_Ds × V_Ds.

Obrázek 2. Blokového diagramu třídy D.

Protože většina zvukových signálů nejsou vlaky pulsů, musí být zahrnut modulátor, aby převedl zvukový vstup na pulzy. Frekvenční obsah pulzů zahrnuje jak požadovaný zvukový signál, tak významnou vysokofrekvenční energii související s modulačním procesem. Mezi výstupní fázi a reproduktorem je často vložen filtr s nízkým průchodem, který minimalizuje elektromagnetické rušení (EMI) a zabrání řízení reproduktoru s přílišnou vysokofrekvenční energií. Filtr (obrázek 3) musí být bezeztrátový (nebo téměř tak), aby se udržel výhodu dispace výkonu ve fázi přepínání. Filtr obvykle používá kondenzátory a induktory, přičemž jediným záměrně disipativním prvkem je reproduktor.

Obrázek 3. Diferenciální výstupní fáze přepínání a LC Filtr.

Obrázek 4 porovnává ideální disipaci výkonu výstupního stupně (P_Diss)) pro zesilovače třídy A a třídy B s naměřeným rozptylem pro zesilovač třídy D1994, vynesené proti výkonu dodávanému do reproduktoru (P_ZATÍŽENÍ), vzhledem k signálu sinusové vlny audiofrekvenční. Čísla výkonu jsou normalizována na úroveň výkonu,P_ZATÍŽENÍMax, ve kterém je sinus dostatečně oříznut, aby způsobil 10% celkové harmonické zkreslení (THD). Svislá čára označujeP_ZATÍŽENÍ, při kterém začíná oříznutí.

Obrázek 4. Disipace výkonu ve výstupních fázích třídy A, třídy B a třídy D.

Významné rozdíly v rozptylu výkonu jsou viditelné pro širokou škálu zatížení, zejména při vysokých a středních hodnotách. Na začátku ořezávání je rozptyl ve výstupní fázi třídy D asi 2,5krát menší než třída B a 27krát méně než třída A. Všimněte si, že ve fázi výstupu třídy A je spotřebováno více výkonu, než je dodáváno do reproduktoru-důsledek použití velkého proudu DC.

Výstupní efektivita výstupní fáze,Eff, je definován jako

Na začátku ořezávání,Eff= 25% pro zesilovač třídy A, 78,5% pro zesilovač třídy B a 90% pro zesilovač třídy D (viz obrázek 5). Tyto hodnoty nejlepšího případu pro třídu A a třídu B jsou ty, které jsou často citovány v učebnicích.

Obrázek 5. Výkonová účinnost výstupních fází třídy A, třídy B a třídy D.

Rozdíly v rozptylu a účinnosti síly se rozšíří při mírné úrovni výkonu. To je důležité pro zvuk, protože dlouhodobé průměrné úrovně pro hlasitou hudbu jsou mnohem nižší (podle faktorů pěti až 20, v závislosti na typu hudby) než na úrovni okamžitých vrcholů, které se blížíP_ZATÍŽENÍMax. Pro zvukové zesilovače tedy [P_ZATÍŽENÍ = 0.1 × P_ZATÍŽENÍMax] je přiměřená průměrná úroveň výkonu, za níž lze vyhodnotitP_Diss. Na této úrovni je rozptyl výstupu třídy D devětkrát menší než třída B a 107krát méně než třída A.

Pro zvukový zesilovač s 10- WP_ZATÍŽENÍMax, průměrP_ZATÍŽENÍ1 W lze považovat za realistickou úroveň poslechu. Za tohoto stavu je 282 MW rozptýleno uvnitř výstupní fáze třídy D, vs. 2,53 W pro třídu B a30.2 WU třídy A. V tomto případě je účinnost třídy D snížena na 78%-z 90% při vyšší síle. Ale i 78% je mnohem lepší než efektivita třídy B a třídy A -28%, respektive 3%.

Tyto rozdíly mají důležité důsledky pro návrh systému. Pro úrovně výkonu nad 1 W vyžaduje nadměrné rozptyl lineárních výstupních stadií významné opatření k chlazení, aby se zabránilo nepřijatelnému zahřívání pomocí velkých desek kovu jako chladičů nebo ventilátorů, aby vyhodily vzduch přes zesilovač. Pokud je zesilovač implementován jako integrovaný obvod, může být pro usnadnění přenosu tepla zapotřebí objemný a drahý tepelně vylepšený balíček. Tyto úvahy jsou obtížné ve spotřebních výrobcích, jako jsou televizory s plochou obrazovkou, kde je prostor v prémiovém nebo automobilovém zvuku, kde je trend směrem k napěchování vyšších počtů kanálů do pevného prostoru.

Pro úrovně výkonu pod 1 W může být zbytečná energie spíše obtížná než výroba tepla. Pokud by se z baterie napájela z baterie, lineární výstupní fáze by vypustila nabíjení baterie rychleji než design třídy D. Ve výše uvedeném příkladu výstupní fáze třídy D spotřebovává 2,8krát méně napájecího proudu než třída B a 23,6krát méně než resulting třídy A ve velkém rozdílu v životě baterií používaných v produktech, jako jsou mobilní telefony, PDA a MP3 přehrávače.

Pro jednoduchost se dosud analýza zaměřila výhradně na zesilovačvýstupfáze. Když se však zvažují všechny zdroje rozptylu výkonu v systému zesilovače, lineární zesilovače se mohou srovnávat příznivěji s zesilovači třídy D při nízkých úrovních výkonu. Důvodem je, že síla potřebná k vytvoření a modulaci přepínacího průběhu může být významná při nízkých úrovních. Takto klidového rozptylu dobře navržených a zesilovačů třídy AB s nízkým až středním výkonem je tedy může způsobit, že je konkurenceschopné se zesilovači třídy D. Disipace výkonu třídy D je však nepochybně lepší pro vyšší výstupní rozsahy výkonu.

Terminologie zesilovače třídy D a diferenciální vs. jednofikované verze

Obrázek 3 ukazuje diferenciální implementaci výstupních tranzistorů a LC filtru v zesilovači třídy D. TentoH-Bridgemá dvaHalf-BridgePřepínání obvodů, které dodávají pulzy opačné polarity k filtru, který obsahuje dva induktory, dva kondenzátory a reproduktor. Každý poloviční most obsahuje dva výstupní tranzistory-vysokoškolský tranzistor (MH) připojený k kladnému napájení a nízko-stranou tranzistor (ML) připojený k negativnímu napájení. Diagramy zde ukazují na vysoké straněpMOS tranzistory. High-SidenTranzistory MOS se často používají ke snížení velikosti a kapacity, ale pro jejich ovládání jsou nutné speciální techniky s pohonem brány (další čtení 1).

Obvody plného hůsti H-Bridge obecně běží z jediného napájení (V_DD), se zemí používaným pro negativní napájecí terminál (V_Ss). Pro daný V_DDa v_Ss, Diferenciální povaha můstku znamená, že může dodávat dvojnásobek výstupního signálu a čtyřnásobek výstupního výkonu jednofikovaných implementací. Obvody nevlastního můstku mohou být napájeny z bipolárních napájecích zdrojů nebo jedinou dodávkou, ale verze s jedním doručením ukládá potenciálně škodlivé napětí DC, V, V_DD\/2, přes reproduktor, pokud není přidán blokovací kondenzátor.

Napájecí sběrnice napájecího napětí obvodů polovičního mostu mohou být „čerpány“ nad jejich nominální hodnoty velkými induktorovými proudy z LC filtru. DV\/dt čerpacího přechodu může být omezen přidáním velkých oddělení oddělení mezi V_DDa v_Ss. Obvody s plným můstkem netrpí pumpováním autobusu, protože proud induktoru proudí do jednoho z polovičních můstků z druhého a vytváří lokální proudovou smyčku, která minimálně narušuje napájecí zdroje.

Faktory v designu zesilovače zvuku D třídy D

Nižší rozptyl výkonu poskytuje silnou motivaci používat třídu D pro zvukové aplikace, ale pro návrháře existují důležité výzvy. Patří sem:

Výběr velikosti výstupního tranzistoru

Ochrana na výstupní fázi

Kvalita zvuku

Modulační technika

Emi

Návrh LC filtru

Systémové náklady

Výběr velikosti výstupního tranzistoru

Velikost výstupního tranzistoru je vybrána pro optimalizaci rozptylu energie v širokém rozsahu podmínek signálu. Zajistit toV_Dspři provádění velkých zůstává malýI_Ds vyžaduje odpor (R_NA) výstupní tranzistory na malé (obvykle {{0}}. 1 ohm až 0,2 ohm). To však vyžaduje velké tranzistory s významnou kapacitou brány (C_G). Obvody s pohonem, které přepíná kapacitu, spotřebovává energiiŽivotopis²f, kdeC je kapacita,V je změna napětí během nabíjení af je frekvence přepínání. Tato „ztráta přepínání“ se stává nadměrnou, pokud je kapacita nebo frekvence příliš vysoká, takže existují praktické horní limity. Výběr velikosti tranzistoru je proto kompromisem mezi minimalizacíI_Ds × V_Ds Ztráty během vedení vs. minimalizacePřepínáníztráty. Vodivé ztráty budou dominovat rozptylu a účinnost energie při vysokých úrovních výkonu, zatímco rozptyl dominuje přepínáním ztráty při nízkých úrovních výstupu. Výrobci energetického tranzistoru se snaží minimalizovatR_NA × C_G Produkt jejich zařízení ke snížení celkového rozptylu energie v přepínacích aplikacích a zajištění flexibility při výběru frekvence přepínání.

Ochrana výstupní fáze

Výstupní fáze musí být chráněna před řadou potenciálně nebezpečných podmínek:

Přehřátí: Výstupní fázi výkonu třídy D, i když nižší než lineární zesilovače, může stále dosáhnout úrovní, které ohrožují výstupní tranzistory, pokud je zesilovač nucen dodávat velmi vysoký výkon po dlouhou dobu. Pro ochranu před nebezpečným přehřátím je zapotřebí kontrolních obvodů monitorování teploty. V jednoduchých schématech ochrany je výstupní stadium vypnuto, když jeho teplota, měřená senzorem na čipu, přesahuje aTepelné zařazeníBezpečnostní prahová hodnota a je držena pryč, dokud se neochladí. Senzor může poskytnout další informace o teplotě, kromě jednoduché binární indikace o tom, zda teplota překročila prahovou hodnotu vypnutí. Měřením teploty mohou řídicí obvody postupně snižovat hladinu hlasitosti, snížit rozptyl výkonu a udržovat teplotu dobře v mezích, kterým se během tepelných událostí vynucuje vnímací období ticha.

Nadměrný proudový tok ve výstupních tranzistorech: NízkénaOdolnost výstupních tranzistorů není problémem, pokud jsou výstupní fáze a terminály reproduktorů správně připojeny, ale obrovské proudy mohou vyústit, pokud jsou tyto uzly neúmyslně zkratovány navzájem nebo k pozitivním nebo negativním napájecím zdrojům. Pokud nejsou zaškrtnuté, mohou takové proudy poškodit tranzistory nebo okolní obvody. V důsledku toho je zapotřebí obvody ochrany proti přechodu proudu. V jednoduchých schématech ochrany je výstupní stadium vypnuty, pokud výstupní proudy přesahují bezpečnostní práh. V sofistikovanějších schématech je výstup proudového senzoru přiváděn zpět do hledání zesilovače, aby se omezil výstupní proud na maximální bezpečnou úroveň, přičemž zesilovač umožňuje běžet nepřetržitě bez vypnutí. V těchto schématech může být vypnutí nuceno jako poslední možnost, pokud se pokus o omezení ukáže jako neúčinné. Účinné omezovače proudu mohou také udržovat bezpečně běžící zesilovač v přítomnosti na okamžik velkých přechodných proudů v důsledku rezonance reproduktorů.

Podnapětí: Většina obvodů přepínacího výstupního stupně funguje dobře, pouze pokud je pozitivní napětí napájení dostatečně vysoké. Výsledkem problémů je, pokud existujeUndervoltagestav, kde jsou zásoby příliš nízké. Tento problém běžně řešíUndervoltage LockoutObvod, který umožňuje výstupním stadiu provozovat pouze tehdy, pokud jsou napájecí napětí nad prahem podpolta.

Načasování výstupního tranzistoru: Tranzistory výstupu MH a ML (obrázek 6) mají velmi nízkénaodpor. Je proto důležité vyhnout se situacím, ve kterých jsou MH i ML současně, protože by to vytvořilo cestu s nízkou rezistencí z V_DDdo v_Sspřes tranzistory a velkéstříletproud. Tranzistory se v nejlepším případě zahřejí a odpadají energii; V nejhorším případě mohou být tranzistory poškozeny.Break-Before-MakeOvládání tranzistorů zabraňuje stavu průběhu vynucením obou tranzistorů, než jeden vypne. Časové intervaly, ve kterých jsou oba tranzistory vypnutyčas nepřekvapujícíhoneboMrtvý čas.

Obrázek 6. Přepínání tranzistorů výstupního stádiu.

Kvalita zvuku

K dosažení dobré celkové kvality zvuku v zesilovačích třídy D je třeba řešit několik problémů.

Kliknutí a objevy, které se vyskytují, když se zesilovač zapne nebo vypne může být velmi nepříjemný. Bohužel se však snadno zavádí do zesilovače třídy D, pokud není věnována pečlivá pozornost stavu modulátoru, načasování výstupního stadia a stavu LC filtru, když je zesilovač tlumen nebo nemomentován.

Poměr signál-šum (SNR):Aby se zabránilo slyšitelnému syčení z hluku zesilovače, měl by SNR obvykle překročit 90 dB v zesilovačích s nízkým výkonem pro přenosné aplikace, 100 dB pro návrhy středního výkonu a 110 dB pro návrhy vysokých výkonu. To je dosažitelné pro širokou škálu implementací zesilovače, ale jednotlivé zdroje šumu musí být sledovány během konstrukce zesilovače, aby se zajistila uspokojivá celková SNR.

Mechanismy zkreslení:Patří mezi ně nelinearity v modulační technice nebo implementaci modulátoru-a mrtvý čas použitý ve fázi výstupu k vyřešení problému s proudem střílení.

Informace o úrovni zvukového signálu jsou obecně kódovány ve šířkách výstupních impulsů modulátoru třídy D. Přidání mrtvého času, aby se zabránilo výstupnímu stupni průběhu proudu, představuje nelineární chybu načasování, která vytváří zkreslení u reproduktoru v poměru k chybě načasování ve vztahu k ideální šířce pulsu. Nejkratší mrtvý čas, který se vyhýbá střelbě, je často nejlepší pro minimalizaci zkreslení; Další čtení 2 najdete podrobnou metodu návrhu pro optimalizaci výkonu zkreslení přepínacích fází.

Mezi další zdroje zkreslení patří: nesoulad časů vzestupu a pádu ve výstupních impulsech, nesoulad v časových charakteristikách pro výstupní tranzistorové obvody brány a nelinearity ve složkách LC dolního propustného filtru.

Odmítnutí napájení (PSR):V obvodu na obrázku 2 se šlechtičkové páry napájely téměř přímo k reproduktoru s velmi malým odmítnutím. K tomu dochází, protože tranzistory výstupního stádia spojují napájecí zdroje k nízkoprůchokovému filtru prostřednictvím velmi nízkého odporu. Filtr odmítá vysokofrekvenční šum, ale je navržen tak, aby prošel všechny zvukové frekvence, včetně šumu. Dobrý popis účinku šumu napájení v jednoedových a diferenciálních přepínacích výstupních stadiu naleznete v dalším čtení 3.

Pokud nejsou řešeny ani problémy zkreslení ani problémy s napájením výkonu, je obtížné dosáhnout PSR lepšího než 1 0 DB nebo celkové harmonické zkreslení (THD) lepší než 0,1%. Ještě horší je, že THD má tendenci být špatně znějícím druhem vysokého řádu.

Naštěstí existují dobrá řešení těchto problémů. Použití zpětné vazby s vysokým ziskem smyčky (jak je tomu v mnoha návrzích lineárního zesilovače), hodně pomáhá. Zpětná vazba ze vstupu LC filtru výrazně zlepší PSR a zeslabuje všechny mechanismy zkreslení non-LC-filtru. LC filtr nelinearity lze oslabit zahrnutím reproduktoru do zpětné vazby. Kvalita zvuku audiofilního stupně s PSR> 6 0 DB a THD <0,01% je dosažitelné v dobře navržených zesilovačích třídy D s uzavřenou smyčkou.

Zpětná vazba však komplikuje konstrukci zesilovače, protože musí být řešena stabilita smyčky (netriviální úvaha pro design vysokého řádu). K zachycení důležitých informací o chybách načasování pulsu je také nutná analogová zpětná vazba na kontinuálním čase, takže kontrolní smyčka musí zahrnovat analogové obvody pro zpracování signálu zpětné vazby. V implementacích integrovaného obvodového zesilovače to může zvýšit náklady na zemřít.

Aby se minimalizovaly náklady na IC, někteří dodavatelé upřednostňují minimalizaci nebo eliminování obsahu analogového obvodu. Některé produkty používají digitální modulátor s otevřenou smyčkou, plus analog-digitální převodník pro snímání variací napájení napájení a upravte chování modulátoru tak, aby kompenzovalo, jak je navrženo v dalším čtení 3. To může zlepšit PSR, ale nebude řešit žádné problémy s zkreslením. Ostatní digitální modulátory se pokoušejí předkompinovat pro očekávané chyby načasování fáze výstupu nebo korigovat pro modulátory nonideality. To může alespoň částečně řešit některé mechanismy zkreslení, ale ne všechny. Aplikace, které tolerují poměrně uvolněné požadavky na kvalitu zvuku, lze řešit těmito druhy zesilovačů třídy D s otevřenou smyčkou, ale pro nejlepší kvalitu zvuku se zdá být nezbytná nějaká forma zpětné vazby.

Modulační technika

Modulátory třídy D lze implementovat mnoha způsoby, podporované velkým množstvím souvisejícího výzkumu a duševního vlastnictví. Tento článek představí pouze základní koncepty.

Všechny modulační techniky třídy D kódují informace o zvukovém signálu do proudu impulsů. Obecně pulsšířkyjsou spojeny s amplitudou zvukového signálu a spektrum impulsů zahrnuje požadovaný zvukový signál plus nežádoucí (ale nevyhnutelný) vysokofrekvenční obsah. Celkový integrovaný vysokofrekvenční výkon ve všech schématech je zhruba stejný, protože celková síla v průběhu časové domény je podobná a podle věty Parseval musí výkon v časové doméně ve frekvenční doméně stejný. Distribuce energie se však velmi liší: v některých schématech jsou na vrcholu podlahy s nízkým šumem vysoce energetické tóny, zatímco v jiných schématech je energie tvarována tak, že tóny jsou eliminovány, ale hluková podlaha je vyšší.

Nejběžnější modulační technika jeModulace šířky pulsů(PWM). Koncepčně PWM porovnává vstupní zvukový signál s trojúhelníkovým nebo rampovacím průběhem, který běží při pevnémdopravcefrekvence. To vytváří proud pulzů při nosné frekvenci. V každém období nosiče je poměr cla PWM pulsu úměrný amplitudě zvukového signálu. V příkladu na obrázku 7 jsou zvukový vstup a trojúhelníková vlna soustředěny kolem 0 V, takže pro vstup 0 je poměr clo výstupních impulsů 5 0%. Pro velký pozitivní vstup je téměř 100% a je téměř 0% pro velký negativní vstup. Pokud zvuková amplituda přesahuje amplitudu vlny trojúhelníku,Úplná modulaceVyskytuje se, kde Pulzní vlak přestane přepínat a poměr clo v jednotlivých obdobích je buď 0% nebo 100%.

Obrázek 7. Koncept a příklad PWM.

PWM je atraktivní, protože umožňuje 100- DB nebo lepší audio-pásmový SNR při frekvencích nosiče PWM několika set kilohertz-low dostatečně, aby omezil ztráty přepínání ve výstupní fázi. Mnoho modulátorů PWM je také stabilní až do téměř 100% modulace, což v konceptu umožňuje vysoce výstupní výkon až do bodu přetížení. PWM má však několik problémů: zaprvé, proces PWM přirozeně přidává zkreslení v mnoha implementacích (další čtení 4); Dále harmonické frekvence nosiče PWM produkují EMI v rámci AM rádiového pásma; A konečně, šířka pulsu PWM se stanou velmi malými téměř plnou modulací. To způsobuje problémy ve většině přepínání výstupního stadiu obvodů brány-řidiče s omezenou schopností pohonu, nemohou správně přepínat nad nadměrnou rychlostí potřebnou k reprodukci krátkých pulzů s šířkou několika nanosekundy. V důsledku toho je plná modulace často nedosažitelná v zesilovačích založenýchnaodpor a impedance reproduktorů.

Alternativa k PWM jeModulace pulzní hustoty(PDM), ve kterém je počet impulsů v daném časovém okně úměrný průměrné hodnotě vstupního zvukového signálu. Jednotlivé šířky pulsu nemohou být libovolné jako v PWM, ale místo toho jsou „kvantizovány“ na násobky času modulátoru. 1- bit sigma-delta modulace je forma PDM.

Většina vysokofrekvenční energie v Sigma-delta je distribuována v širokém rozsahu frekvencí-ne koncentrovaných v tónech při násobcích nosné frekvence, jako v modulaci Sigma-Delta, která poskytuje PWM s potenciální výhodou EM oproti PWM. Energie stále existuje na obrázcích frekvence vzorkovacích hodin PDM; Ale s typickými hodinovými frekvencemi od 3 MHz do 6 MHz jsou obrázky mimo zvukový frekvenční pásmo a jsou silně oslabeny LC Low-Pass Filtr.

Další výhodou Sigma-Delta je to, že minimální šířka pulsu je jedno období odběru vzorků, a to i pro podmínky signálu, které se blíží plné modulaci. To usnadňuje design řidiče brány a umožňuje bezpečný provoz na teoretický plnou energii. Nicméně 1- bit sigma-delta modulace se často nepoužívá v zesilovačích třídy D (další čtení 4), protože konvenční modulátory 1-} jsou stabilní až 50% modulace. K dosažení dostatečného zvukového pásma SNR je také zapotřebí nejméně 64 × převzorkování, takže typické rychlosti výstupního dat jsou alespoň 1 MHz a energetická účinnost je omezená.

Nedávno,SamoscilaceByly vyvinuty zesilovače, jako je například ten v dalším čtení 5. Tento typ zesilovače vždy obsahuje zpětnou vazbu, s vlastnostmi smyčky určující frekvenci přepínání modulátoru namísto externě poskytnutých hodin. Vysokofrekvenční energie je často rovnoměrněji distribuována než v PWM. Díky zpětné vazbě je možná vynikající kvalita zvuku, ale smyčka je samoscilační, takže je obtížné synchronizovat se s jakýmikoli jinými přepínacími obvody nebo se připojit k digitálním zvukovým zdrojům, aniž by se nejprve převedla digitální na analog.

Obvod s plným můstkem (obrázek 3) může použít modulaci „3- State“ ke snížení diferenciální EMI. Při konvenčním diferenciálním provozu musí být výstupní polarita nevlastního můstku A opačná než polažeb na polovinu B. Existují pouze dva diferenciální operační stavy: výstup vysoko s nízkým výstupem B; a minimum s vysoko B. Existují však dva další stavy běžného režimu, ve kterých jsou oba výstupy s polovičním mostem stejnou polaritou (jak vysoké nebo nízké). Jeden z nichběžný režimStavy mohou být použity ve spojení s diferenciálními stavy k výrobě {{0}} modulace, kde může být diferenciální vstup do LC filtru pozitivní, 0 nebo negativní. Stav 0 lze použít k reprezentaci nízkých úrovní výkonu, namísto přepínání mezi pozitivním a negativním stavem jako ve stavu 2-. Ve stavu 0 se vyskytuje velmi malá diferenciální aktivita ve filtru LC, což snižuje diferenciální EMI, i když ve skutečnosti zvyšuje EMI běžným režimem. Diferenciální přínos platí pouze při nízkých úrovních výkonu, protože pozitivní a negativní stavy musí být stále použity k dodání významného energie reproduktoru. Různá úroveň napětí běžného režimu v 3- modulačních schématech představuje návrhovou výzvu pro zesilovače s uzavřenou smyčkou.

Zkrocení emi

Vysokofrekvenční komponenty výstupů zesilovače třídy D si zaslouží vážné zvážení. Pokud není správně pochopeno a spravováno, mohou tyto komponenty generovat velké množství EMI a narušit provoz jiného zařízení.

Obávají se dva druhy EMI: signály, které jsou vyzařovány do vesmíru a ty, které se provádějí prostřednictvím drátů pro reproduktory a napájení. Modulační schéma třídy D určuje azákladní linieSpektrum složek prováděných a vyzařovaných EMI. Některé techniky konstrukce na úrovni desky však lze použít ke snížení EMI emitovaného zesilovačem třídy D, navzdory jeho základnímu spektru.

Užitečným principem je minimalizovat oblast smyček, které nesou vysokofrekvenční proudy, protože síla přidružených EMI souvisí s oblastí smyčky a blízkost smyček k jiným obvodům. Například celý LC filtr (včetně zapojení reproduktoru) by měl být rozložen co nejkompletnější a udržován v blízkosti zesilovače. Stopy pro aktuální pohon a návratové cesty by měly být drženy pohromadě, aby se minimalizovaly oblasti smyčky (použití kroucených párů pro dráty reproduktoru je užitečné). Dalším místem, kde se můžete zaměřit, je přechody velkého náboje, ke kterým dochází při přepínání kapacitance brány výstupního stádiu tranzistorů. Obecně tento náboj pochází z anádržKapacitance, tvořící aktuální smyčku obsahující oba kapacity. Dopad přechodů EMI v této smyčce může být snížen minimalizací oblasti smyčky, což znamená, že konzervorní kapacitu co nejblíže k tranzistoru (y), které nabíjí.

Někdy je užitečné vložit RF Chokes do série s napájecím zdrojem pro zesilovač. Správně umístěné mohou omezit vysokofrekvenční přechodné proudy na místní smyčky poblíž zesilovače, místo aby byly prováděny po dlouhé vzdálenosti dolů po napájecích drátech.

Pokud je doba neoverlapového pohonu brány velmi dlouhá, indukční proudy z reproduktoru nebo LC filtru mohou na terminálech výstupního stadiu tranzistorů dopředu parazitní diody vpřed. Po skončení doby nepřekvapu se zkreslení na diodě změní z dopředu na vzad. Velké hroty proudu s reverzním zotavením mohou proudit dříve, než se dioda plně vypne, a vytvoří nepříjemný zdroj EMI. Tento problém lze minimalizovat udržováním doby nepřekonávání velmi krátkého (doporučeno minimalizovat zkreslení zvuku). Pokud je chování opakování opakování stále nepřijatelné, mohou být Schottkyho diody rovnoběžné s parazitickými diodami tranzistoru, aby se odklonily proudy a zabránily se parazitní diodě zapnout. To pomáhá, protože kovově-semiconductorové křižovatky Schottkyho diodů jsou přirozeně imunní vůči účinkům opakování.

LC filtry s toroidními induktorovými jádry mohou minimalizovat zbloudivé polní čáry vyplývající z proudů zesilovače. Záření z levnějšíhobubenJádra mohou být snížena stíněním, dobrý kompromis mezi náklady a výkonem EMI-pokud je zajištěna, že stínění nepřijatelně nezničí linearitu induktoru a kvalitu zvuku u reproduktoru.

Návrh LC filtru

Aby bylo možné ušetřit na nákladech a prostoru na desce, většina LC filtrů pro zesilovače třídy D je návrhy druhého řádu. Obrázek 3 zobrazuje diferenciální verzi LC filtru druhého řádu. Reproduktor slouží k tlumení přirozené rezonance obvodu. Ačkoli impedance reproduktoru je někdy aproximována jako jednoduchý odpor, skutečná impedance je složitější a může zahrnovat významné reaktivní složky. Pro dosažení nejlepších výsledků v návrhu filtru by se měl vždy snažit použít přesný model reproduktoru.

Běžnou volbou návrhu filtru je zaměřit se na nejnižší šířku pásma, pro kterouvadnoutPři odezvě filtru je minimalizována zájmová frekvence nejvyššího zvuku. Typický filtr má 40- KHz Butterworth Response (k dosažení maximálně plochého průsmykového pásma), pokud je pro frekvence požadováno pokles méně než 1 dB až do 20 kHz. Hodnoty jmenovité komponenty v tabulce dávají přibližnou odezvu Butterworth pro běžné impedance reproduktoru a standardní hodnoty L a C:

Pokud návrh nezahrnuje zpětnou vazbu od reproduktoru, bude THD u reproduktoru citlivá na linearitu LC filtračních komponent.

Faktory návrhu induktoru:Důležité faktory při navrhování nebo výběru induktoru zahrnují aktuální hodnocení a tvar jádra a odolnost vůči vinutí.

Aktuální hodnocení: Jádro, které je vybráno, by mělo mít aktuální hodnocení nad nejvyšší očekávaný proud zesilovače. Důvodem je to, že mnoho induktorových jádra se bude magneticky nasytit, pokud proud přesahuje prahovou hodnotu proudu a hustota toku se stává příliš vysoce vzneseným při nežádoucím drastickém snížení indukčnosti.

Indukčnost je tvořena ovinutím drátu kolem jádra. Pokud existuje mnoho zatáček, je odpor spojený s celkovou délkou drátu významný. Vzhledem k tomu, že tento odpor je v sérii mezi nevlastním můstkem a reproduktorem, bude v něm rozptýlen část výstupního výkonu. Pokud je odpor příliš vysoký, použijte silnější drát nebo změňte jádro na jiný materiál, který vyžaduje méně otáček drátu, aby se poskytla požadovanou indukci.

Nakonec by se nemělo zapomenout, že forma použitého induktoru může ovlivnit EMI, jak je uvedeno výše.

Systémové náklady

Jaké jsou důležité faktory v celkových nákladech na zvukový systém, který používá zesilovače třídy D? Jak můžeme minimalizovat náklady?

TheaktivníKomponenty zesilovače třídy D jsou přepínací fáze a modulátor. Tato obvody lze postavit za zhruba stejné náklady jako analogový lineární zesilovač. Skutečné kompromisy se vyskytují při zvažování jiných součástí systému.

Nižší rozptyl třídy D ušetří náklady (a prostor) chladicího aparátu, jako jsou chladicí dřezy nebo ventilátory. Integrovaný obvod třídy D může být schopen použít menší a levnější balíček, než je možné pro lineární. Při pohánění z digitálního zvukového zdroje vyžadují analogové lineární zesilovače D\/A převodníky (DAC), aby přeměnily zvuk na analogovou podobu. To platí také pro zesilovače třídy D analogové vstupy, ale typy digitálních vstupů účinně integrují funkci DAC.

Na druhé straně je hlavním nákladům nevýhody třídy D LC filtr. Komponenty-zejména na desce induktorů a přidávají náklady. Ve vysoce výkonných zesilovačích jsou celkové systémové náklady stále konkurenceschopné, protože náklady na filtry LC jsou kompenzovány velkými úsporami v chladicím přístroji. V aplikacích citlivých na náklady citlivé na náklady se však náklady na induktoru stávají obtížnými. V extrémních případech, jako jsou levné zesilovače pro mobilní telefony, může být IC zesilovač levnější než celkové náklady na LC filtru. Také, i když jsou peněžní náklady ignorovány, může být prostor na desce obsazený LC filtrem problémem v malých aplikacích faktorových faktorů.

K vyřešení těchto obav je LC filtr někdy zcela eliminován, vytvořit abez filtruzesilovač. To šetří náklady a prostor, i když ztrácí výhodu filtrování s nízkým průchodem. Bez filtru může EMI a vysokofrekvenční rozptyl výkonu zvýšit nepřijatelně-pokud reproduktor je induktivní a udržován velmi blízko k zesilovači, oblasti proudové smyčky jsou minimální a hladiny výkonu jsou udržovány nízké. Přestože je často možné v přenosných aplikacích, jako jsou mobilní telefony, není proveditelné pro systémy s vyšší výkon, jako jsou domácí stereos.

Dalším přístupem je minimalizovat počet komponent LC filtrů požadovaných na zvukový kanál. Toho lze dosáhnout pomocí jednokoncových výstupních fází polovičního mostu, které vyžadují polovinu počtu LS a CS potřebných pro diferenciální obvody s plným mostem. Pokud však poloviční most vyžaduje bipolární napájecí zdroje, náklady spojené s generováním negativního nabídky mohou být neúnosné, pokud již není přítomna negativní nabídka pro nějaký jiný účel-nebo zesilovač má dostatek zvukových kanálů, aby amortizoval náklady na negativní nabídku. Alternativně by polovina mostu mohla být napájena z jediného napájení, ale to snižuje výstupní výkon a často vyžaduje velký blokovací kondenzátor DC.

Analogové zařízení třídy D zesilovače

Všechny právě diskutované výzvy v designu mohou přispět k poněkud náročnému projektu. Abychom ušetřili čas pro návrháře, analogová zařízení nabízí řadu integrovaných obvodů třídy D, které zahrnují programovatelné zesilovače, modulátory a výstupní fáze. Pro zjednodušení vyhodnocení jsou pro každý typ zesilovače k ​​dispozici demonstrační desky pro zjednodušení vyhodnocení. Rozložení PCB a hlasování o účtu pro každou z těchto desek slouží jako proveditelný referenční design, který pomáhá zákazníkům rychle navrhovat funkční, nákladově efektivní zvukové systémy, aniž by museli „znovuobjevit kolo“, aby vyřešili hlavní výzvy třídy D.

Zvažte například AD1990, AD1992 a AD 1994- rodina duálních zesilovačů, zaměřených na stereo-mono-mono-mono-aplikace vyžadující dva kanály s výstupním-per-channelem až 5-, {{}} a {9}}. Zde je několik vlastností těchto ICS:

Zvukový zesilovač AD1994 třídy D kombinuje dva programovatelné zesilovače, dva modulátory Sigma-Delta a dvě fáze výkonu, aby řídily plné zátěže vázané na H-Bridge v domácím divadle, automobilovém a PC audio audio. Generuje přepínací průběhy, které mohou řídit stereofonní reproduktory až 25 W na reproduktor nebo jeden reproduktor na 50 W monofonní, s 90% účinností. Její jednorázové vstupy jsou aplikovány na programovatelný zesilovač zisku (PGA) se zisky nastavitelnými na 0-, 6-, 12- a 18 db, aby zvládl signály nízké úrovně.

The device has integrated protection against output-stage hazards of overheating, overcurrent, and shoot-through current. There are minimal clicks and pops associated with muting, thanks to special timing control, soft start, and dc offset calibration. Specifications include 0.001% THD, 105-dB dynamic range, and >60 dB PSR s použitím analogové zpětné vazby z nepřetržitého času ze fáze přepínání a optimalizovaného výstupního stupně brány. Jeho modulátor 1- bit sigma-delta je zvláště vylepšen pro aplikaci třídy D k dosažení průměrné frekvence dat 500 kHz, s vysokým ziskem smyčky na 90% modulaci a stabilitou na plnou modulaci. AsamostatnýRežim modulátoru umožňuje řídit externí FET pro vyšší výstupní výkon.

Používá {{0}} v napájení pro PGA, modulátor a digitální logiku a vysokopěťové napájení od 8 V do 20 V pro fázi přepínání. Přidružený referenční návrh splňuje požadavky FCC B třídy B EMI. Při řízení 6 ohmových zatížení s 5- V a 12- V dodávky, AD1994 rozptýlí 487 MW klidně, 710 MW na 2 × 1- w výstupní úrovni a 0,27 MW vzapnutírežim. K dispozici v balíčku 64- olova LFCSP, je specifikován od –40 stupňů do +85 stupně

Více technických informací o implementacích zesilovačů třídy D s procesory Blackfin může být nalezeno v sekci dalšího čtení.